Что случилось с цифровыми понижающими преобразователями - Часть 1

Многие современные радиоархитектуры содержат этапы преобразования с понижением частоты, которые переводят полосу частот РЧ или СВЧ на промежуточную частоту для обработки основной полосы частот. Независимо от конечного применения, будь то связь, аэрокосмическая промышленность и оборона, или приборостроение, интересующие нас частоты продвигаются все выше в РЧ и микроволновый спектр. Одним из возможных решений этого сценария является использование увеличивающегося числа этапов понижающего преобразования, как показано на рисунке 1. Однако другое более эффективное решение - использовать RF ADC со встроенным цифровым понижающим преобразователем (DDC), как показано на рисунке 2. Рисунок 1. Типичная цепочка аналогового сигнала приемника с ступенями понижающего преобразования. Интеграция функций DDC с РЧ-АЦП устраняет необходимость в дополнительных ступенях аналогового преобразования с понижением частоты и позволяет напрямую преобразовывать спектр в частотной области ВЧ в полосу модулирующих частот для обработки. Способность ВЧ АЦП обрабатывать спектр в частотной области гигагерц устраняет необходимость в потенциально множественных преобразованиях с понижением частоты в аналоговой области. Способность DDC обеспечивает устойчивость спектра, а также фильтрацию с помощью децимационной фильтрации, что также дает преимущество в улучшении динамического диапазона в пределах полосы (увеличивает SNR). Дополнительное обсуждение этой темы можно найти здесь «Не АЦП вашего дедушки» и здесь «АЦП с гигасэмплами обещают прямое преобразование радиочастоты». В этих статьях дается дополнительное обсуждение AD9680 и AD9625 и их функций DDC. Рисунок 2. Цепочка сигнала приемника с использованием RF ADC с DDC. Основное внимание здесь будет уделено функциональности DDC, существующей в AD9680 (а также AD9690, AD9691 и AD9684). Чтобы понять функциональность DDC и то, как анализировать выходной спектр, когда DDC используется с АЦП, мы рассмотрим пример с AD9680-500. В качестве вспомогательного средства будет использоваться инструмент Frequency Folding Tool на веб-сайте Analog Devices. Этот простой, но мощный инструмент можно использовать для понимания эффектов наложения спектров АЦП, что является первым шагом в анализе выходного спектра в РЧ-АЦП со встроенными DDC, такими как AD9680. В этом примере AD9680-500 работает с входной тактовой частотой 368.64 МГц и аналоговой входной частотой 270 МГц. Во-первых, важно понять настройку блоков цифровой обработки в AD9680. AD9680 будет настроен на использование цифрового понижающего преобразователя (DDC), где вход действительный, выход сложный, частота настройки генератора с числовым программным управлением (NCO) установлена ​​на 98 МГц, включен полуполосный фильтр 1 (HB1), и усиление 6 дБ включено. Поскольку выходной сигнал является сложным, блок преобразования комплексного в действительный блокируется. Базовая схема DDC показана на рисунке 3. Чтобы понять, как обрабатываются входные тона, важно понимать, что сигнал сначала проходит через NCO, который сдвигает входные тона по частоте, затем проходит через прореживание, необязательно через блок усиления, а затем, необязательно, через сложное преобразование в реальное. Рисунок 3. Блоки обработки сигналов DDC в AD9680. Также важно понимать макроуровень прохождения сигнала через AD9680. Сигнал поступает через аналоговые входы, проходит через ядро ​​АЦП в DDC, затем через сериализатор JESD204B и затем выходит через линии последовательного вывода JESD204B. Это иллюстрируется блок-схемой AD9680, показанной на рисунке 4. Рисунок 4. Блок-схема AD9680. При тактовой частоте дискретизации входного сигнала 368.64 МГц и частоте аналогового входа 270 МГц входной сигнал будет наложен на первую зону Найквиста с частотой 98.64 МГц. Вторая гармоника входной частоты будет наложена на первую зону Найквиста на 171.36 МГц, а третья гармоника на 72.72 МГц. Это проиллюстрировано графиком инструмента частотного фолдинга на рисунке 5. Рисунок 5. Выходной спектр АЦП, проиллюстрированный инструментом Frequency Folding Tool. График Frequency Folding Tool, показанный на рисунке 5, показывает состояние сигнала на выходе ядра АЦП до его прохождения через DDC в AD9680. Первым блоком обработки, через который проходит сигнал в AD9680, является NCO, который сдвигает спектр влево в частотной области на 98 МГц (напомним, наша частота настройки 98 МГц). Это сдвинет аналоговый вход с 98.64 МГц до 0.64 МГц, вторая гармоника сместится до 73.36 МГц, а третья гармоника сместится до –25.28 МГц (напомним, что мы смотрим на сложный выход). Это показано на графике БПФ от Visual Analog на рисунке 6 ниже. Рисунок 6. Комплексный вывод БПФ после DDC с NCO = 98 МГц и уменьшением на 2. Из графика БПФ на рисунке 6 мы можем ясно видеть, как NCO сместил частоты, которые мы наблюдали в инструменте Frequency Folding Tool. Что интересно, мы видим необъяснимый тон в БПФ. Однако действительно ли этот тон необъясним? Унтер-офицер не субъективен и переключает все частоты. В этом случае он сдвинул псевдоним основного входного тона с 98 МГц до 0.64 МГц и сдвинул вторую гармонику на 73.36 МГц и третью гармонику на –25.28 МГц. Кроме того, был изменен еще один тон, который появляется на частоте 86.32 МГц. Откуда на самом деле появился этот тон? Неужели обработка сигнала DDC или АЦП каким-то образом вырабатывала этот тон? Что ж, ответ - нет ... и да. Давайте рассмотрим этот сценарий более внимательно. Инструмент Frequency Folding Tool не включает смещение постоянного тока АЦП. Это смещение постоянного тока приводит к появлению тона при постоянном токе (или 0 Гц). Инструмент Frequency Folding Tool предполагает идеальный АЦП без смещения постоянного тока. На фактическом выходе AD9680 тональный сигнал смещения постоянного тока при 0 Гц сдвигается вниз по частоте до –98 МГц. Из-за сложного микширования и децимации этот тон смещения постоянного тока возвращается в первую зону Найквиста в реальной частотной области. При рассмотрении сложного входного сигнала, в котором тон смещается во вторую зону Найквиста в области отрицательных частот, он возвращается обратно в первую зону Найквиста в области реальных частот. Поскольку прореживание включено со скоростью прореживания, равной двум, наша прореженная зона Найквиста имеет ширину 92.16 МГц (напомним: fs = 368.64 МГц, а прореженная частота дискретизации составляет 184.32 МГц, что соответствует зоне Найквиста 92.16 МГц). Тональный сигнал смещения постоянного тока сдвигается до –98 МГц, что составляет дельту 5.84 МГц от прореженной границы зоны Найквиста на 92.16 МГц. Когда этот тон возвращается в первую зону Найквиста, он оказывается на том же смещении от границы зоны Найквиста в реальной частотной области, которая составляет 92.16 МГц - 5.84 МГц = 86.32 МГц. Именно здесь мы видим тон на графике БПФ выше! Таким образом, технически АЦП генерирует сигнал (поскольку это смещение постоянного тока), а DDC лишь немного его перемещает. Вот тут-то и пригодится хорошее частотное планирование. Правильное частотное планирование может помочь избежать подобных ситуаций. Теперь, когда мы рассмотрели пример использования фильтра NCO и HB1 со степенью децимации, равной двум, давайте добавим к этому примеру немного больше. Теперь мы увеличим скорость прореживания в DDC, чтобы увидеть эффекты сворачивания и преобразования частоты, когда используется более высокая скорость прореживания вместе с настройкой частоты с помощью NCO. В этом примере мы рассмотрим AD9680-500, работающий с входной тактовой частотой 491.52 МГц и аналоговой входной частотой 150.1 МГц. AD9680 будет настроен на использование цифрового понижающего преобразователя (DDC) с реальным входом, комплексным выходом, частотой настройки NCO 155 МГц, включенными полуполосным фильтром 1 (HB1) и полуполосным фильтром 2 (HB2) (всего коэффициент прореживания равен четырем), а усиление 6 дБ. Поскольку выходной сигнал является сложным, блок преобразования комплексного в действительный блокируется. Вспомните на рисунке 3 базовую схему DDC, которая показывает прохождение сигнала через DDC. И снова сигнал сначала проходит через NCO, который сдвигает входные тоны по частоте, затем проходит через прореживание через блок усиления и, в нашем случае, обходит преобразование комплексного в реальное. Мы снова воспользуемся инструментом Frequency Folding Tool, чтобы понять эффекты наложения спектров АЦП, чтобы оценить, где в частотной области будут располагаться аналоговая входная частота и ее гармоники. В этом примере у нас есть реальный сигнал, частота дискретизации 491.52 MSPS, частота децимации установлена ​​на четыре, а выходной сигнал является комплексным. На выходе АЦП сигнал появляется, как показано ниже на Рисунке 7, с инструментом Frequency Folding Tool. Рисунок 7. Выходной спектр АЦП, проиллюстрированный инструментом Frequency Folding Tool. При тактовой частоте дискретизации входного сигнала 491.52 МГц и частоте аналогового входа 150.1 МГц входной сигнал будет находиться в первой зоне Найквиста. Вторая гармоника входной частоты 300.2 МГц будет наложена на первую зону Найквиста на частоте 191.32 МГц, а третья гармоника на частоте 450.3 МГц будет накладываться на первую зону Найквиста на частоте 41.22 МГц. Это состояние сигнала на выходе АЦП до его прохождения через DDC. Теперь посмотрим, как сигнал проходит через блоки цифровой обработки внутри DDC. Мы будем смотреть на сигнал, когда он проходит каждую стадию, и наблюдать, как NCO сдвигает сигнал, а процесс прореживания впоследствии сворачивает сигнал. Мы будем поддерживать график с точки зрения входной частоты дискретизации, 491.52 MSPS, и члены fs будут относиться к этой частоте дискретизации. Давайте рассмотрим общий процесс, показанный на рисунке 8. NCO сдвинет входные сигналы влево. Как только сигнал в комплексной (отрицательной частотной) области выходит за пределы –fs / 2, он возвращается в первую зону Найквиста. Затем сигнал проходит через первый прореживающий фильтр HB2, который прореживает на два. На рисунке я показываю процесс прореживания без отображения реакции фильтра, даже если операции выполняются вместе. Это для простоты. После первого прореживания в два раза спектр от fs / 4 до fs / 2 преобразуется в частоты между –fs / 4 и dc. Точно так же спектр от –fs / 2 до –fs / 4 переводится в частоты между dc и fs / 4. Теперь сигнал проходит через второй децимационный фильтр, HB1, который также прореживает на два (общее прореживание теперь равно четырем). Спектр между fs / 8 и fs / 4 теперь будет преобразован в частоты между –fs / 8 и dc. Точно так же спектр между –fs / 4 и –fs / 8 будет преобразован в частоты между dc и fs / 8. Хотя прореживание показано на чертеже, операция децимационной фильтрации не показана. Рисунок 8. Влияние децимационных фильтров на выходной спектр АЦП - общий пример. Вспомните ранее рассмотренный пример с входной частотой дискретизации 491.52 MSPS и входной частотой 150.1 МГц. Частота NCO составляет 155 МГц, а скорость прореживания равна четырем (из-за разрешения NCO фактическая частота NCO составляет 154.94 МГц). Это приводит к выходной частоте дискретизации 122.88 MSPS. Поскольку AD9680 настроен на сложное микширование, нам нужно будет включить в наш анализ комплексную частотную область. На рисунке 9 показано, что преобразование частоты довольно загружено, но при тщательном изучении мы можем проложить себе путь через поток сигнала. Рисунок 9. Влияние децимационных фильтров на выходной спектр АЦП - реальный пример. Спектр после сдвига NCO: основная частота сдвигается с +150.1 МГц до –4.94 МГц. Изображение основной гармоники сдвигается от –150.1 МГц до 186.48 МГц. Вторая гармоника сдвигается с 191.32 МГц до 36.38 МГц.  Третья гармоника сдвигается с +41.22 МГц до –113.72 МГц. Спектр после прореживания на 2: основная частота остается на уровне –4.94 МГц. Изображение основной гармоники понижается до –59.28 МГц и ослабляется децимационным фильтром HB1. Вторая гармоника остается на частоте 36.38 МГц. Третья гармоника значительно ослабляется децимационным фильтром HB2. Спектр после прореживания на 4: основная частота остается на –4.94 МГц. Изображение основной гармоники остается на –59.28 МГц. Вторая гармоника остается на уровне –36.38 МГц. Третья гармоника фильтруется и практически устраняется децимационным фильтром HB1. Теперь давайте посмотрим на фактическое измерение AD9680-500. Мы видим, что основная частота находится на –4.94 МГц. Изображение основной гармоники находится на частоте –59.28 МГц с амплитудой –67.112 дБ полной шкалы, что означает, что изображение ослаблено примерно на 66 дБ. Вторая гармоника находится на частоте 36.38 МГц. Обратите внимание, что VisualAnalog неправильно находит частоты гармоник, так как он не интерпретирует частоту NCO и коэффициенты децимации. Рисунок 10. Комплексный выходной график БПФ сигнала после DDC с NCO = 155 МГц и прореживанием на 4. С помощью БПФ мы можем увидеть выходной спектр AD9680-500 с DDC, настроенным для реального входа и комплексного выхода с частотой NCO 155 МГц (фактическая 154.94 МГц) и скоростью прореживания, равной четырем. Я рекомендую вам пройтись по диаграмме потока сигналов, чтобы понять, как спектр сдвигается и транслируется. Я также рекомендую вам внимательно пройтись по примерам, приведенным в этой статье, чтобы понять влияние DDC на выходной спектр АЦП. Я рекомендую распечатать рисунок 8 и держать его под рукой для справки при анализе выходного спектра AD9680, AD9690, AD9691 и AD9684. Поддерживая эти продукты, у меня возникло много вопросов, связанных с частотами в выходном спектре АЦП, которые считаются необъяснимыми. Однако, как только анализ завершен и поток сигнала анализируется через NCO и прореживающие фильтры, становится очевидным, что то, что сначала считалось необъяснимыми паразитами в спектре, на самом деле является просто сигналами, находящимися именно там, где они должны быть. Я надеюсь, что после прочтения и изучения этой статьи вы будете лучше подготовлены для решения вопросов в следующий раз, когда будете работать с ADC, в который встроены DDC. Следите за обновлениями во второй части, где мы продолжим изучать дополнительные аспекты работы DDC, а также то, как мы можем моделировать ее поведение.

Оставить сообщение 

Список сообщений